Меню

Сквозные токи в igbt

Транзисторы IGBT

Полупроводниковый ключ – один из самых важных элементов силовой электроники. На их базе строятся практически все бестрансформаторные преобразователи тока и напряжения, инверторы, частотные преобразователи.

Полупроводниковый ключ – один из самых важных элементов силовой электроники. На их базе строятся практически все бестрансформаторные преобразователи тока и напряжения, инверторы, частотные преобразователи.

Модуль IGBT

Применение электронных ключей позволяет упростить схему преобразователей, значительно уменьшить габариты устройств, улучшить технические характеристики.

Основные характеристики полупроводниковых коммутаторов:

  • Ток или напряжение управления.
  • Номинальное напряжение и ток силового канала.
  • Сопротивление канала.
  • Допустимая частота переключений.
  • Статические и динамические потери.

В схемах преобразователей используют двухоперационные тиристоры с управляющими электродами (GTO и IGCT), силовые биполярные (БП) и полевые транзисторы (MOSFET), биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT).

Первые силовые электронные устройства были выполнены на базе тиристоров и биполярных транзисторов. Первые при всех своих достоинствах не могут обеспечить необходимое быстродействие, управляемые тиристоры используют в среднечастотной области.

Применение биполярных транзисторов существенно ограничивает невысокий коэффициент передачи тока, значительный температурный разброс этого параметра, управление знакопеременным напряжением, невысокая плотность тока силовой цепи.

В схемы с биполярными транзисторами приходится включать дополнительные цепи, обеспечивающие управление и защиту полупроводниковых элементов. Это существенно увеличивает стоимость преобразователей и усложняет их производство.

Основные полупроводниковые элементы силовой электроники сейчас – полевые транзисторы (MOSFET), биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT).

MOSFET-транзисторы применяются в основном в высокочастотных низковольтных преобразователях, область применения IGBT – мощные высоковольтные схемы.

Конструкция и принцип работы силовых транзисторов

IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) или биполярный силовой транзистор с изолированным затвором – элемент из двух транзисторов в общей полупроводниковой структуре, устроенный по каскадной схеме. Биполярный транзистор образует силовой канал, полевой – канал управления. Объединение полупроводниковых элементов реализовано структурой элементных ячеек в одном кристалле.

Упрощенная эквивалентная схема биполярных транзисторов с изолированным затвором представлена на рисунке:

IGBT – приборы появились после того, как были выявлены недостатки MOSFET транзисторов в высоковольтных схемах: квадратичная зависимость сопротивления канала от напряжения.

Полупроводниковые приборы IGBT сочетают достоинства силовых биполярных и полевых транзисторов с изолированным затвором:

  • Небольшая мощность управления.
  • Высокая скорость переключения.
  • Маленькие потери при открытом транзисторе.
  • Высокое номинальное напряжение силового канала.

Сопротивление канала IGBT-элементов растет пропорционально току, зависимость потерь от величины тока не квадратичная, как у транзисторов MOSFET. Быстродействие силовых элементов с изолированным затвором превосходит скорость коммутации биполярных транзисторов, но уступает элементам MOSFET.

Сопротивление канала IGBT-элементов

Структура IGBT представлена на рисунке. В области стока нанесен еще один дополнительный p+-слой, который образует биполярный транзистор.

При закрытом ключе, напряжение приложено к n–-слою. При подаче на изолированный затвор управляющего напряжения, область р образует открытый канал, включая полевой транзистор, который в свою очередь отпирает биполярный p-n-p элемент. Между внешним коллектором и эмиттером начинает протекать ток. При этом ток стока полевой ячейки усиливается. При открытой биполярной ячейке, остаточное напряжение в n–-области падает еще благодаря потокам электронов и дырок.

Напряжение на включенном транзисторе определяется из выражения:

Напряжение на включенном транзисторе

Где Uбэ – напряжение база-эмиттер открытого ключа, Rпол – сопротивление полевой ячейки, Iб – ток базы, Iк – ток коллектора, B – коэффициент передачи тока биполярной ячейки. Для снижения падения напряжения на открытых IGBT приборах применяют вертикальные затворы. Площадь ячейки транзистора уменьшают в 2-5 раз.

Падение напряжения на открытом IGBT зависит от температуры гораздо меньше аналогичного параметра MOSFET-транзисторов. На рисунке приведен график падения напряжения в функции температуры для 2 IGBT транзисторов и одного полевого прибора.

Как и биполярные транзисторы, IGBT способны накапливать заряд, который является причиной остаточного тока и нагрева прибора при запирании. Между электродами и переходами полевой и биполярной элементной ячейки образуются паразитные емкости. Время рассасывания заряда для IGBT прибора составляет всего 0,2-1,5 мкс, при коммутации с частотой 10-20 кГц для надежной работы транзисторов не нужно включать в схему дополнительные цепи.

Потери в транзисторах

Различают 3 типа потерь мощности на транзисторах: статические, динамические, в цепи управления.

Первые обусловлены токами утечки в запертом состоянии, сопротивлением полупроводникового кристалла. Статические потери рассчитывают по формуле:

где U(0) – падение напряжения, Iср и Irms – средний и среднеквадратичный ток соответственно.

Динамические потери возникают при открывании и запирании транзистора. Они определяются по графику и зависят от частоты коммутаций, температуры, напряжения на коллекторе, тока в момент переключения.

Потери в цепи управления полупроводниковым элементом ничтожно малы и при практических расчетах его величиной можно пренебречь.

В области частот 10-20 кГц потери мощности на IGBT-транзисторах малы и не вызывают сильного нагрева, который приводит к тепловому пробою.

Модули IGBT

Для снижения количества внешних элементов выпускают модули на базе IGBT. Они могут содержать дополнительные транзисторы, диоды и другие компоненты.

Модуль на базе IGBT

Такая конструкция облегчает ремонт преобразователей, позволяет наращивать мощность устройств путем установки дополнительных модулей.

Модуль на базе IGBT

Для коммутации больших токов, превышающих допустимое значение для одного транзистора, можно подключать модули параллельно.

Параллельные модули на базе IGBT

В этом случае выбирают транзисторы IGBT с одинаковым пороговым напряжением во включенном состоянии. Разница в параметрах приводит к несимметричному току на транзисторах. При параллельном включении также учитывают увеличившуюся входную емкость, драйвер управления должен обеспечить заданную скорость коммутации.

Выбор модулей IGBT

Транзисторные модули выбирают по нескольким основным характеристикам:

  • Максимальный ток коллектора Iс. Производители обычно приводят 2 значения. Одно при стандартной температуре в помещениях +25°С, второе при +80°С. В руководствах приведен график зависимости тока коллектора от температуры. Для определения промежуточных значений можно воспользоваться им.
  • Напряжение «коллектор-эмиттер». Характеристика определяет класс полупроводникового элемента. При выборе необходимо воспользоваться таблицей класса напряжений IGBT-транзисторов для промышленных сетей.
  • Рабочее максимальное напряжение «коллектор-эмиттер». Для стабильной работы модуля пиковые величины не должны быть больше 80 % номинального значения. Нормальное рабочее напряжение не должно превышать 60% от номинала.
  • Заряд затвора и напряжение насыщения. Характеристики нужны для расчета драйвера и определения потерь при открытом транзисторе.

Для выбора полупроводниковых модулей IGBT для преобразователей рекомендует следующий алгоритм:

  • Определение номинального и максимального напряжения звена постоянного тока.
  • Выбор типа модуля по классификационному напряжению.
Классы напряжения IGBT для электросетей
Напряжение сети, В 220 380 660
Напряжение IGBT, В 600 1200 1700
  • Определение предельного тока на выходе преобразователя.
  • Выбор максимальной частоты переключений для предельного выходного тока.
  • Выбор модуля IGBT с номинальным током не меньше предельного значения на выходе преобразователя.
  • Расчет статических и динамических потерь в каждом элементе модуля при максимально допустимой температуре IGBT.
  • Расчет предельной температуры радиатора в зоне установки модуля.
  • Вычисление общих потерь на модуль.

Значение температуры выбирают с запасом. При превышении расчетного значения допустимой величины, необходим выбор модуля с большим номинальным током. При большом запасе выбирают IGBT с меньшим номинальным током и заново выполняют расчеты.

Управление модулями IGBT

Модули IGBT управляются драйверами. Микросхемы вырабатывают управляющие импульсы, обеспечивают коммутацию ключей в нужном частотном диапазоне, согласовывают работу полупроводниковых устройств с блоком управления.

При выборе драйверов для модулей, производители рекомендуют руководствоваться следующими рекомендациями:

Напряжение цепи «коллектор-эмиттер» для снижения динамических потерь и обеспечения стабильной работы транзистора при отпирании ключа должно составлять +15±10% В, при запирании -7…-15 В. Максимальная величина – не более ±20 В.

Длительность импульсов напряжения выхода драйвера должна быть меньше времени коммутации транзисторов в 5-10 раз.

Внутреннее сопротивление драйвера управления должно выбираться в пределах диапазона конкретного модуля с учетом динамических потерь. Это необходимо для исключения перенапряжений, вызванных перезарядкой внутренних индуктивностей.

Напряжение запирания должно обеспечивать гарантированное отключение IGBT при любых условиях.

Для уменьшения помех необходимо подключать драйвер к модулю витой парой или устанавливать плату на контакты управления модулем.

Схема электропитания организовывается следующим образом: вначале напряжение подается на драйвер, затем на модуль.

Для предотвращения эффекта «защелкивания» паразитной p-n-p-n структуры, образуемой модулем и выходным каскадом микросхемы управления, исток биполярной ячейки, общий выход драйвера и отрицательную клемму сглаживающего фильтра присоединяют на общую шину.

Защита и охлаждение IGBT

Для ограничения перенапряжений при переключении транзисторов используют RC- и RCD-фильтры, включаемые в силовую цепь.

Для снижения больших перенапряжений при переключениях используют настройки драйвера: напряжение на выходе управляющего устройства должно снижаться меньше, чем в обычных условиях работы модуля и выключение электронных ключей в 2 этапа. На первом в цепь затвор-эмиттер включается резистор, затем, при достижении номинального значения тока коллектора, модуль резко отключается.

Для снижения выравнивающих токов в цепи эмиттера ставят резистор номиналом до 0,1 от эквивалентного сопротивления транзистора.

При большой разнице в задержке переключения, применяют индуктивности для равномерного распределения тока в транзисторах. Их параметры рассчитывают по формуле:

Где U – напряжение на шине, ∆I – отклонение от среднего значения тока, Dt – разность времени переключения.

Для борьбы с токами короткого замыкания в цепь «затвор – эмиттер» включают защиту.

Это предотвратит увеличение напряжения при резком скачке тока и выход полупроводникового устройства из режима насыщения.

При транспортировке, монтаже и эксплуатации IGBT должна учитываться чувствительность модулей к статическим зарядам. Для исключения пробоя электростатическим напряжением в цепь «затвор-эмиттер» включают сопротивление на 10-20 кОм. При транспортировке и хранении выводы затвора и эмиттера заворачивают перемычками, которые не снимают до монтажа. Работы по установке необходимо проводить в антистатических браслетах. Инструменты и измерительные приборы также необходимо заземлить.

При разработке преобразователей на базе IGBT модулей требуется предусмотреть эффективное охлаждение. Для теплового расчета применяется эквивалентная схема устройства:

Расчет осуществляется по формуле:

где РП – мощность потерь полупроводникового прибора, Rt h( р ) – тепловое сопротивление проводящего материала.

Монтаж модулей IGBT

Для эффективного охлаждения полупроводниковых модулей необходимо подготовить поверхность радиатора и обеспечить плотное прилегание подложки прибора к охладителю. Шероховатость поверхностей должна быть не более 10 мкм, отклонение от параллельности –меньше 20 мкм на расстоянии до 10 см.

Перед монтажом нужно убедиться, что на поверхностях нет твердых частиц, а также обезжирить подложку и радиатор любым неагрессивным к материалам компонентов растворителем.

Для установки модуля нужно обязательно применять термопасту без твердых включений. Характеристики материала должны сохраняться при любой температуре эксплуатации на протяжении всего срока службы. Рекомендованный запас по температуре – 10%. Перед нанесением пасты контактные поверхности охладителя и подложки обезжиривают безворсовой тканью, смоченной в растворителе. Толщину слоя пасты регулируют специальным гребешком. При нанесении теплопроводящего материала избегают его попадания на радиатор и в гнезда для резьбовых соединений.

Крепление силовых моделей осуществляют в следующем порядке:

  • Фиксируют корпус двумя диагональными болтами.
  • Наносят теплопроводящий материал.
  • Затягивают болты по диагонали (рекомендованное усилие 0.5 Нм ± 15%).
  • Выдерживают полчаса для заполнения пустот теплопроводящей пастой.
  • Затягивают болты с усилием 3-5 Нм.
Читайте также:  Какое действие не может оказывать электрический ток оптическое тепловое химическое магнитное

Для затяжки применяют электронные инструменты с небольшой частотой вращения и функцией контроля усилий. Применять пневматику нельзя, такой инструмент недостаточно точен и может создать избыточное усилие затяжки, которое приводит к напряжениям на корпусе прибора и трещинам полупроводникового кристалла.

При монтаже запрещается изгибать силовые и управляющие контакты, подвергать корпус прибора ударам, прикладывать избыточные усилия затяжки.

Заключение

Силовые биполярные транзисторы с изолированным затвором обладают:

  • Высоким входным сопротивлением.
  • Низким остаточным напряжением в открытом состоянии.
  • Малыми потерями при высоких токах и напряжениях.

Полупроводниковые устройства могут применяться при напряжении 10 кВ и коммутации токов до 1200 А. На базе IGBT производят частотные преобразователи для электроприводов, бестрансформаторные конверторы и инверторы, сварочное оборудование, регуляторы тока для мощных приводов.

Модуль IGBT

В области частот 10-20 кГц ключи на транзисторах GBT значительно превосходят устройства на полупроводниковых приборах других типов.

Источник

IGBT транзистор

Биполярный транзистор с изолированным затвором

IGBT транзистор

В современной силовой электронике широкое распространение получили так называемые транзисторы IGBT. Данная аббревиатура заимствована из зарубежной терминологии и расшифровывается как Insulated Gate Bipolar Transistor, а на русский манер звучит как Биполярный Транзистор с Изолированным Затвором. Поэтому IGBT транзисторы ещё называют БТИЗ.

БТИЗ представляет собой электронный силовой прибор, который используется в качестве мощного электронного ключа, устанавливаемого в импульсные источники питания, инверторы, а также системы управления электроприводами.

IGBT транзистор — это довольно хитроумный прибор, который представляет собой гибрид полевого и биполярного транзистора. Данное сочетание привело к тому, что он унаследовал положительные качества, как полевого транзистора, так и биполярного.

Суть его работы заключается в том, что полевой транзистор управляет мощным биполярным. В результате переключение мощной нагрузки становиться возможным при малой мощности, так как управляющий сигнал поступает на затвор полевого транзистора.

Вот так выглядят современные IGBT FGH40N60SFD фирмы Fairchild. Их можно обнаружить в сварочных инверторах марки «Ресанта» и других аналогичных аппаратах.

Современные IGBT транзисторы FGH40N60SFD

Внутренняя структура БТИЗ – это каскадное подключение двух электронных входных ключей, которые управляют оконечным плюсом. Далее на рисунке показана упрощённая эквивалентная схема биполярного транзистора с изолированным затвором.

Упрощённая эквивалентная схема БТИЗ
Упрощённая эквивалентная схема БТИЗ

Весь процесс работы БТИЗ может быть представлен двумя этапами: как только подается положительное напряжение, между затвором и истоком открывается полевой транзистор, то есть образуется n — канал между истоком и стоком. При этом начинает происходить движение зарядов из области n в область p, что влечет за собой открытие биполярного транзистора, в результате чего от эмиттера к коллектору устремляется ток.

История появления БТИЗ.

Впервые мощные полевые транзисторы появились в 1973 году, а уже в 1979 году была предложена схема составного транзистора, оснащенного управляемым биполярным транзистором при помощи полевого с изолированным затвором. В ходе тестов было установлено, что при использовании биполярного транзистора в качестве ключа на основном транзисторе насыщение отсутствует, а это значительно снижает задержку в случае выключения ключа.

Несколько позже, в 1985 году был представлен БТИЗ, отличительной особенностью которого была плоская структура, диапазон рабочих напряжений стал больше. Так, при высоких напряжениях и больших токах потери в открытом состоянии очень малы. При этом устройство имеет похожие характеристики переключения и проводимости, как у биполярного транзистора, а управление осуществляется за счет напряжения.

Первое поколение устройств имело некоторые недостатки: переключение происходило медленно, да и надежностью они не отличались. Второе поколение увидело свет в 90-х годах, а третье поколение выпускается по настоящее время: в них устранены подобнее недостатки, они имеют высокое сопротивление на входе, управляемая мощность отличается низким уровнем, а во включенном состоянии остаточное напряжение также имеет низкие показатели.

Уже сейчас в магазинах электронных компонентов доступны IGBT транзисторы, которые могут коммутировать токи в диапазоне от нескольких десятков до сотен ампер (Iкэ max), а рабочее напряжение (Uкэ max) может варьироваться от нескольких сотен до тысячи и более вольт.

Условное обозначение БТИЗ (IGBT) на принципиальных схемах.

Поскольку БТИЗ имеет комбинированную структуру из полевого и биполярного транзистора, то и его выводы получили названия затвор — З (управляющий электрод), эмиттер (Э) и коллектор (К). На зарубежный манер вывод затвора обозначается буквой G, вывод эмиттера – E, а вывод коллектора – C.

Условное обозначение IGBT


Условное обозначение БТИЗ (IGBT)

На рисунке показано условное графическое обозначение биполярного транзистора с изолированным затвором. Также он может изображаться со встроенным быстродействующим диодом.

Изображение БТИЗ

Особенности и сферы применения БТИЗ.

Отличительные качества IGBT:

Управляется напряжением (как любой полевой транзистор);

Имеют низкие потери в открытом состоянии;

Могут работать при температуре более 100 0 C;

Способны работать с напряжением более 1000 Вольт и мощностями свыше 5 киловатт.

Перечисленные качества позволили применять IGBT транзисторы в инверторах, частотно-регулируемых приводах и в импульсных регуляторах тока. Кроме того, они часто применяются в источниках сварочного тока (подробнее об устройстве сварочного инвертора), в системах управления мощными электроприводами, которые устанавливаются, например, на электротранспорт: электровозы, трамваи, троллейбусы. Такое решение значительно увеличивает КПД и обеспечивает высокую плавность хода.

Кроме того, устанавливают данные устройства в источниках бесперебойного питания и в сетях с высоким напряжением. Их можно обнаружить в составе электронных схем стиральных, швейных и посудомоечных машин, инверторных кондиционеров, насосов, системах электронного зажигания автомобилей, системах электропитания серверного и телекоммуникационного оборудования. Как видим, сфера применения БТИЗ довольно велика.

IGBT-модули.

IGBT-транзисторы выпускаются не только в виде отдельных компонентов, но и в виде сборок и модулей. На фото показан мощный IGBT-модуль BSM 50GB 120DN2 из частотного преобразователя (так называемого «частотника») для управления трёхфазным двигателем.

IGBT модуль BSM 50GB 120DN2

IGBT модуль

Схемотехника частотника такова, что технологичнее применять сборку или модуль, в котором установлено несколько IGBT-транзисторов. Так, например, в данном модуле два IGBT-транзистора (полумост).

Стоит отметить, что IGBT и MOSFET в некоторых случаях являются взаимозаменяемыми, но для высокочастотных низковольтных каскадов предпочтение отдают транзисторам MOSFET, а для мощных высоковольтных – IGBT.

Так, например, IGBT транзисторы прекрасно выполняют свои функции при рабочих частотах до 20-50 килогерц. При более высоких частотах у данного типа транзисторов увеличиваются потери. Также наиболее полно возможности IGBT транзисторов проявляются при рабочем напряжении более 300-400 вольт. Поэтому биполярные транзисторы с изолированным затвором легче всего обнаружить в высоковольтных и мощных электроприборах, промышленном оборудовании.

Источник

Управление изолированным затвором IGBT. Основные положения, Часть 1

М. Хермвиль, А. Колпаков
Новсоти Электроники 2008, 11

Любому разработчику электроники знаком термин «драйвер». В силовой электронике так называют микросхему или устройство, управляющее полупроводниковым модулем (MOSFET, IGBT, тиристор и т.д.) и выполняющее защитные и сервисные функции. Главной задачей, решаемой схемой управления затвором, является согласование уровней импульсов, вырабатываемых контроллером, с сигналами управления входами силовых ключей. В статье рассматриваются базовые принципы управления изолированным затвором, даются рекомендации по расчету характеристик и выбору устройств управления.

Характеристика затвора и динамические свойства IGBT

Драйвер изолированного затвора MOSFET/IGBT, как связующее звено между контроллером и силовым каскадом, является одним из ключевых компонентов преобразовательного устройства. Характеристики схемы управления во многом определяют параметры самого преобразователя — величину статических и динамических потерь, скорость переключения, уровень электромагнитных помех. С этой точки зрения расчету режимов управления и выбору драйвера следует уделять самое пристальное внимание.

Поведение IGBT в динамических режимах в первую очередь зависит от значения емкостей затвора, а также внутреннего и внешнего импеданса цепи управления.

Рис. 1. Паразитные емкости IGBT

На рисунке 1 показаны основные паразитные емкости переходов, нормируемые в технических характеристиках:

CGE — емкость «затвор — эмиттер»;

CCE — емкость «коллектор — эмиттер»;

CGC — емкость «затвор — коллектор» (или емкость Миллера).

Емкости затвора не изменяются с температурой, а их зависимость от напряжения «коллектор-эмиттер» становится более выраженной при снижении значения VCE. Заряд затвора QG, определяемый значениями CGC и CGE, является ключевым параметром при расчете мощности, рассеиваемой схемой управления.

Поведение IGBT при его открывании полностью определяется характеристикой заряда затвора. Упрощенные эпюры напряжения «затвор-эмиттер» VGE, тока затвора IG, тока коллектора IC и напряжения «коллектор-эмиттер» VCE в процессе перехода транзистора в насыщенное состояние представлены на рисунке 2.

Рис. 2. Упрощенные эпюры процесса включения IGBT

Процесс включения IGBT условно можно разделить на три этапа, которые связаны с первичным зарядом входной емкости CGE, зарядом емкости Миллера CGС и, наконец, полным зарядом CGE, идущим до насыщения транзистора.

Рассмотрим более подробно процесс включения транзистора, эпюры которого представлены на рисунке 2. На отрезке времени t0 происходит начальный заряд входной емкости затвора CGE. Для упрощения будем считать, что заряд производится постоянным током, поэтому данному этапу соответствует первый линейный участок нарастания напряжения VGE, который продолжается до момента времени t1. В этой точке напряжение затвора достигает порогового значения отпирания транзистора VGE(th). В зависимости от свойств транзистора и импеданса цепи управления, ток затвора IG на данном участке может достигать значения в несколько десятков Ампер. Поскольку до точки t1 напряжение затвора находится ниже порога отпирания, отсутствует ток коллектора IC, а напряжение «коллектор-эмиттер» VCЕ остается равным напряжению питания VCC.

Как только сигнал управления становится выше порогового значения, начинается включение IGBT, характеризующееся ростом тока коллектора до значения, ограничиваемого нагрузкой (ICload). Сказанное справедливо при использовании идеального оппозитного диода, в реальных схемах амплитуда тока в момент включения несколько превышает величину ICload. Причиной этого является процесс обратного восстановления диода, в результате чего ток восстановления Irr добавляется к IC на время перехода диода в непроводящее состояние. Именно поэтому напряжение VCE на отрезке времени t1 остается на прежнем уровне.

Далее сигнал управления затвором достигает величины VGE(pl), носящей название «плато Миллера», она поддерживается в течение промежутков времени t2 и t3. На этом же этапе после полного выключения оппозитного диода начинается спад напряжения коллектора VCE, скорость которого dVCE/dt во время t2 достаточно высока. Она снижается на промежутке t3, в течение которого транзистор переходит в насыщенное состояние. Все это время в соответствии с графиком, приведенным на рисунке 1b, емкость Миллера CCG возрастает и заряжается частью тока затвора IGС, что и обусловливает стабилизацию сигнала управления затвором на уровне VGE(pl).

В начале временного отрезка t4 транзистор уже полностью включен, а емкость CCG — заряжена. Экспоненциально спадающий ток затвора продолжает поступать во входную емкость CGE, доводя напряжение на ней до максимального значения VGE(on), определяемого схемой управления. В конце данного этапа величина VCE достигает своего минимума, называемого напряжением насыщения VCEsat.

Читайте также:  Что делать если человек потерял сознание при ударе током

При выключении транзистора описанные процессы происходят в обратном порядке.

Измерение характеристик затвора

На рисунке 3а показана схема, которая может быть использована для измерения заряда затвора. Включение и выключение IGBT производится от источника стабилизированного тока +IG/-IG.

Рис. 3. а) схема измерения заряда затвора, b) типовая характеристика затвора VGE = f(t) « VGE = f(QG), c) экстраполяция характеристики

К транзистору прикладывается напряжение питания VCC, амплитуда импульса тока коллектора ICpulse ограничена величиной нагрузки RL. Поскольку ток затвора стабилен, напряжение VGE изменяется линейно на каждом временном участке, так же линейно, в соответствии с соотношением QG = IG × t идет накопление заряда. Вследствие этого, изменение напряжения на затворе оказывается эквивалентно характеристике затвора: VGE = f(t) « VGE = f(QG), как показано на рисунке 3b. Данный метод определения характеристики QG описан в документе IEC 60747-9, Ed.2: «Semiconductor Devices — discrete Devices — Part 9: Insulated-Gate Bipolar Transistors (IGBT).

Если в спецификации транзистора приводится только положительная область характеристики, то суммарное значение QG может быть определено с помощью экстраполяции, как показано на рисунке 3с. Светло-зеленый прямоугольник представляет собой квадрант величин, нормированных в технических характеристиках. С помощью параллельного переноса этой зоны вдоль графика QG до значения VG(off) можно получить характеристику, расположенную в 1 и 3 квадрантах.

Заряд затвора QG можно также определить расчетным способом на основании величины входной емкости Ciss:

QG = CG × (VG(on) — VG(off)), где CG = kC × Ciss

Коэффициент пересчета емкости затвора kC определяется в соответствии с выражением kC = QG(ds)/(Cies × (VG(on) — VG(off))),

где QG(ds) — номинальное значение заряда, нормируемое в спецификациях при заданных напряжениях управления VG(on)/VG(off).

Ток затвора и выходная мощность драйвера

Мощность, необходимая драйверу для коммутации IGBT, является функцией частоты коммутации fsw и энергии E, необходимой для заряда и разряда емкостей затвора. Таким образом, выходная мощность схемы управления изолированным затвором PGD(out) определяется по следующей формуле: PGD(out) = E × fsw.

В свою очередь величина Е зависит от значения заряда затвора QG и перепада управляющего напряжения dVG: E = QG × (VGon — VGoff). Отсюда результирующее выражение для определения мощности драйвера: PGD(out) = QG × (VGon — VGoff) × fsw.

Еще одним важным параметром является величина тока затвора IG, которого должно быть достаточно для коммутации упомянутых выше емкостей и, следовательно, для переключения IGBT. На рисунке 4 показано, как распределяется ток управления затвором IGBT IG между его входными емкостями CGE и CGC.

Рис. 4. Емкости и токи затвора

Минимальная величина IG может быть рассчитана следующим образом: IG=IGE + IGC = QG × fsw.

В свою очередь пиковое значение тока затвора IGpeak, определяющее скорость перезаряда QG, непосредственно влияет и на скорость переключения IGBT. При увеличении значения IGpeak сокращается время включения ton и выключения toff и соответственно уменьшаются коммутационное потери. Это неизбежно влияет и на другие важные динамические свойства IGBT, например, на величину коммутационного всплеска напряжения при выключении, зависящего от скорости спада тока di/dt. С этой точки зрения повышение скорости коммутации является в большей степени негативным фактором, снижающим надежность работы устройства.

Теоретическое пиковое значение тока затвора определяется по формуле IGpeak = (VG(on) — VG(off))/(RG + RG(int)), где RG(int) — внутренний импеданс цепи управления, включающий резистор, устанавливаемый внутри модуля IGBT. На практике амплитуда тока оказывается несколько меньше расчетного уровня из-за наличия распределенной индуктивности цепи управления.

Максимально допустимое значение выходного тока, как и минимальная величина RG, как правило, указывается в спецификации драйвера. Необходимо учесть, что несоблюдение требований по ограничению предельной величины IGpeak может привести к выходу схемы управления из строя.

Выбор драйвера

При выборе устройства управления затвором IGBT необходимо принимать во внимание следующие требования:

  • справочное значение среднего тока драйвера IGav должно быть выше расчетного значения, а максимально допустимая величина его пикового тока IGpeak должна быть равной или превышать реальное значение, ограниченное импедансом цепи управления;
  • выходная емкость схемы управления (емкость, установленная по питанию выходного каскада) должна быть способной запасать заряд (QC = C × U), необходимый для коммутации IGBT;

С помощью приведенных выше формул и выражений разработчик может определить все необходимые параметры схемы управления затвором. Для автоматизации этого процесса специалисты компании SEMIKRON разработали простую программу DriverSEL, позволяющую определить все необходимые параметры и произвести выбор соответствующего драйвера.

Программа DriverSEL доступна для свободного пользования на сайте компании http://www.semikron.com/ . Следует отметить, что она позволяет проводить анализ режимов работы схемы не только при управлении модулем IGBT (или их параллельным соединением) SEMIKRON, но и любого другого производителя. В первом случае параметры цепи затвора берутся из встроенной базы данных, во втором они должны быть описаны пользователем с помощью меню «User Defined Module Parameters».

На рисунке 5 показано рабочее окно программы DriverSel, состоящее из трех фрагментов: меню ввода данных, результаты расчетов и типы драйверов, рекомендуемые SEMIKRON для заданных режимов работы.

Рабочее окно программы DriverSel

Рис. 5. Рабочее окно программы DriverSel

Для расчета DriverSel необходима следующая информация:

  1. тип модуля (в данном случае SEMiX 653GD176HDc), при этом программа получает из базы данных информацию о заряде затвора QG, рабочем напряжении и конфигурации модуля;
  2. количество параллельно соединенных модулей — это число позволяет определить суммарный заряд затвора, на основании чего производится расчет мощности, рассеиваемой драйвером;
  3. рабочая частота fsw — информация, также необходимая для определения рассеиваемой мощности;
  4. номинал резистора затвора.

Если выбрать режим «User Defined Module Parameters» (параметры модуля, определяемые пользователем), то появится дополнительное меню, состоящее из трех окон:

  • Gate charge per module (заряд затвора модуля в мкКл);
  • Collector — Emitter Voltage (напряжение «коллектор — эмиттер»);
  • Number of switch per module (количество ключей в модуле: 1- одиночный ключ, 2- полумост, 6- 3-фазный мост, 7- 3-фазный мост с тормозным чоппером).

Для корректной работы DriverSel, требуется указать два значения заряда затвора: для напряжения открывания транзистора +15 В и напряжения запирания -8 В.

Величина резистора затвора RG необходима для вычисления пикового тока управления. На основании полученных данных программа будет выбирать драйвер с соответствующим значением предельного тока. Если номиналы резисторов для режимов включения и выключения RGon/RGoff различаются, то нужно использовать минимальное значение. Если величина резистора неизвестна, можно задать величину 10 Ом, при этом необходимо учесть, что рекомендуемое минимальное значение RGmin будет показано в результатах расчетов.

Введя требуемые данные, Вы получите в результате рекомендации «Suggestion for SEMIKRON IGBT driver» в виде, представленном в нижней части рисунка 2:

  • Number of Drivers- необходимое для данного модуля количество схем управления (например, три полумостовых драйвера для 3-фазного модуля);
  • IoutPEAK- пиковое значение выходного тока драйвера, определяемое по формуле IoutPEAK= VGE/RG;
  • IoutAVmax, RGmin, VS- справочные значения среднего тока, минимального резистора затвора и напряжения питания для драйвера данного типа.

Программа выдает замечание «A suitable driver could not be found», если для заданных условий корректно выбрать устройство управления невозможно. Это может быть в случае, если суммарный заряд затвора оказывается недопустимо большим (большое количество параллельно соединенных модулей), слишком велика частота коммутации или указанный резистор затвора меньше минимально возможного значения.

Источник



Защитные функции современных драйверов IGBT

Крапп Йохан

Перевод: Колпаков Андрей

Режимы короткого замыкания

Для понимания принципов работы схем защиты
от перегрузки по току необходимо проанализировать поведение силовых транзисторов в режиме короткого замыкания (КЗ).

Причины возникновения токовых перегрузок разнообразны, чаще всего это аварийные случаи, такие как пробой на корпус или замыкание нагрузки.
Перегрузка может быть вызвана и особенностями
схемы, например переходным процессом или током
обратного восстановления диода оппозитного плеча.
Подобные проблемы должны быть устранены схемотехническими и технологическими методами: применением цепей формирования траектории (снабберов), выбором резисторов затвора, изоляцией цепей
управления от силовых шин и др. Основные режимы
короткого замыкания и их особенности рассмотрены
далее на примере IGBT-модуля SKM300GB12T4, выполненного по новейшей технологии Trench 4.

Включение транзистора
при коротком замыкании в цепи нагрузки

Условия и результаты испытаний:

  • температура кристалла Tj = +150 °C;
  • напряжение на DC-шине VCC = 900 В;
  • перенапряжение на терминалах модуля
    VCEM = 1160 В;
  • пиковый ток ICM = 1715 A;
  • длительность импульса КЗ tpulse = 10 мкс;
  • номинальный ток коллектора ICnom = 300 A.

«Полумягкий» режим короткого замыкания, при
котором IGBT включается на кабель известной длины,
довольно часто встречается на практике и используется рядом производителей в качестве «тестового». Это
состояние легко реализуемо в лабораторных условиях
и не приводит к фатальным повреждениям ключей,
особенно если испытания проводятся при пониженном напряжении на DC-шине.

Максимальный ток в цепи коллектора транзистора ограничен напряжением на затворе и крутизной
транзистора. Из-за наличия большой емкости звена
постоянного тока (ЗПТ) он практически не зависит
от внутреннего сопротивления источника питания.
Для современных технологий IGBT т. н. «ток самоограничения» (self-limit current) при заданном напряжении на затворе (как правило, VGE = 15 В) примерно
в 5–6 раз превышает номинальное значение ICnom.

В момент включения ток коллектора плавно нарастает в соответствии с выражением VCC = LS×dIC/dt,
где LS — индуктивность цепи КЗ. После перехода
IGBT в состояние самоограничения (линейный режим) напряжение на коллекторе возрастает, что приводит к рассеянию очень
большой мощности в кристаллах (график
PV на рис. 1). В нашем «тестовом» случае отключение IGBT происходит примерно через
10 мкс, хотя нормированное время КЗ для
модулей данного типа составляет 6 мкс. В реальных применениях защита современных
драйверов срабатывает через 2–3 мкс после
индикации выхода IGBT из насыщения.

На рис. 2 показаны эпюры тока IC и напряжения VCE при поочередном включении модулей SKiiP испытуемого 3-фазного инвертора
на кабель длиной 1 м (LS ≈ 1 мкГн). Подобные
испытания являются обязательными для всех
IGBT-сборок, производимых дизайн-центром
компании SEMIKRON во Франции. Уровень
перенапряжения при отключении служит интегральной оценкой величины распределенной
индуктивности ЗПТ, позволяющей оценить
качество DC-шины. Для модулей 12 класса напряжение DC-шины при подобных испытаниях составляет 900 В, что на 50–100 В превышает
предельно допустимое значение.

Короткое замыкание нагрузки
включенного транзистора

Этот режим является гораздо более жестким,
чем в предыдущем случае, и он также наблюдается на практике. При замыкании плеча, являющегося оппозитным уже открытому транзистору, у последнего происходит скачкообразный
рост напряжения «коллектор–эмиттер» (VCE/SC
на рис. 3в), приводящий к увеличению напряжения на затворе VGE вследствие эффекта Миллера
(верхний график на рис. 3а). В результате этого
ток КЗ возрастает до аномального уровня IC/SCM
(рис. 3б), и нахождение транзистора при такой
нагрузке может оказаться фатальным даже при
быстрой реакции схемы защиты. Для предотвращения данной ситуации в некоторых схемах
управления предусмотрено ограничение напряжения на затворе. Например, в новейшем
драйвере SKYPER 52 для этой цели используется диод Шоттки между затвором и питанием
(+15 В) выходного каскада.

Читайте также:  Как показать магнитное действие тока

Как было отмечено выше, установившееся значение тока КЗ определяется напряжением на затворе. В то же время уменьшение
этого напряжения приводит к повышению
напряжения насыщения и, следовательно,
к росту потерь проводимости. Устойчивость
к КЗ тесно связана и с крутизной транзистора:
IGBT с высоким коэффициентом усиления
по току имеют низкое напряжение насыщения, но худшую стойкость к перегрузкам, чем
транзисторы с бóльшим значением VCE(sat).

Сквозное короткое замыкание
транзисторов полумоста

Условия и результаты испытаний:

  • температура кристалла Tj = +150 °C;
  • напряжение на DC-шине VCC = 600 В;
  • перенапряжение на терминалах модуля
    VCEM = 960 В;
  • пиковый ток ICM = 1265 A;
  • длительность импульса КЗ tpulse = 10 мкс;
  • номинальный ток коллектора ICnom = 300 A.

Ситуация, описанная в данном разделе,
является наиболее стрессовой для силовых
ключей, и она должна быть полностью исключена в реальных условиях работы. Подобный
режим, как правило, используется для оценки стойкости IGBT к предельным состояниям (рис. 4). Для имитации режима сквозного
КЗ применяются специальные тестовые драйверы с отключенной опцией INTERLOCK (запрет одновременного включения транзисторов полумоста).

Защитные функции драйверов

К наиболее опасным неисправностям силовых преобразовательных устройств, требующим мгновенной реакции схемы защиты,
относятся короткое замыкание и перенапряжение, наводимое при отключении тока перегрузки.

При возникновении состояния КЗ в цепи
нагрузки или пробое одного из ключей моста происходит лавинообразный рост тока
коллектора исправного IGBT, приводящий
к его выходу из насыщения. В этом состоянии транзистор может находиться только
очень непродолжительное время (10 мкс
для IGBT прежних поколений и 6 мкс для
новых тонкопленочных чипов), что связано
с рассеянием большой величины энергии
в кристаллах. Чтобы предотвратить разрушение модуля вследствие теплового удара,
состояние перегрузки должно быть выявлено
и прекращено в течение короткого времени.
Мониторинг режима КЗ производится с помощью измерения скорости изменения тока
коллектора di/dt или напряжения насыщения
«коллектор–эмиттер» VCE(sat).

Определение величины di/dt производится с помощью схемы, показанной на рис. 5а.
Падение напряжения на паразитной индуктивности между силовым и дополнительным сигнальным выводом эмиттера пропорционально скорости изменения тока коллектора. Сравнение величины измеренного
сигнала с опорным напряжением позволяет
детектировать состояние «быстрого» КЗ.
Однако мониторинг «медленного» короткого замыкания требует использования резистивного элемента в измерительной цепи
и внутренней соединительной шины между
силовым и сигнальным эмиттером. На точность измерения влияет качество винтовых
соединений силовых терминалов, неизбежно вносящих искажения в характеристику
контактного сопротивления. Поэтому контроль di/dt с помощью дополнительного
эмиттерного вывода может использоваться
только для мониторинга быстрой токовой
перегрузки.

Зависимость напряжения насыщения
VCE(sat) от тока коллектора задается прямой
характеристикой транзистора, приводимой
на графике VCE = f(IC). Чтобы уровень отключения тока перегрузки был коррелирован с заданным значением, опорный сигнал
VCEref должен изменяться по закону, близкому к кривой спада напряжения «коллекторэмиттер» VCE. Подобная идеология защиты
носит название DSCP (Dynamic Short Circuit
Protection) (рис. 6).

Мониторинг напряжения насыщения (VCEsat)
является наиболее известным и распространенным методом выявления состояния КЗ,
в англоязычной литературе он носит название
DESAT (от desaturation — выход из насыщения).
Контроль VCEsat позволяет выявить перегрузку
по току, вызванную замыканием нагрузки, пробоем выхода на корпус или сквозным током при
открывании (или пробое оппозитного транзистора). Данный способ является достаточно быстродействующим, не подверженным воздействию электромагнитных помех (как в случае
индукционных датчиков тока), он не приводит
к дополнительным потерям мощности, создаваемым резистивными шунтами.

Схему мониторинга DESAT необходимо
блокировать в течение некоторого времени Tbl
(blanking time) после подачи отпирающего
напряжения на затвор транзистора. Между
моментом включения транзистора и его входом в насыщение существует задержка, равная
сумме времени задержки включения tdon и времени спада VCE. До полного открывания IGBT
на коллекторе присутствует достаточно высокое
напряжение, которое может быть воспринято
схемой защиты как перегрузка по току.

Адаптация схемы мониторинга напряжения насыщения к параметрам конкретного
силового модуля, как правило, производится с помощью подстроечных элементов.
Графики, приведенные на рис. 6, показывают, как меняется опорное напряжение схемы
защиты VCEref при открывании транзистора
(момент времени Ton) при нормальной работе (а) и перегрузке (б). При возникновении аварийной ситуации напряжение VCEsat
сравнивается с опорным напряжением, после чего отключаются силовые транзисторы.
Динамический характер изменения опорного
напряжения, согласованный с кривой спада
напряжения «коллектор–эмиттер», позволяет сократить время реакции (уменьшить Tbl)
и снизить риск ложных срабатываний. При
отсутствии состояния перегрузки опорное
напряжение схемы защиты и напряжение насыщения VCEsat достигают установившегося
значения VCEstat.

Если индуктивность LS цепи КЗ оказывается
достаточно большой, ток перегрузки будет нарастать сравнительно медленно, что требует
специальной адаптации схемы DESAT. В этом
случае может быть использован многоступенчатый мониторинг напряжения насыщения,
при котором определяется несколько значений опорного сигнала и времени измерения.
Недостатком данного метода является высокая температурная зависимость и сложность
нормирования параметров каждой ступени.
Гораздо более надежным и эффективным способом детектирования «медленных» перегрузок является использование интегрированных
токовых датчиков, подобный алгоритм реализован в интеллектуальных модулях SKiiP.

Кроме возможности мониторинга различных видов КЗ, важной характеристикой
схемы защиты является скорость отклика
на сигнал неисправности. В некоторых сложных системах, к которым относятся, например, многоуровневые конверторы, процессом отключения системы управляет контроллер верхнего уровня. В этом случае задачей
драйвера является формирование изолированного сигнала неисправности и передача
этого сигнала главному процессору, определяющему порядок запирания транзисторов.
Например, в многоуровневых преобразователях прямое отключение драйвером силовых ключей недопустимо, поскольку может
привести к появлению на одном из IGBT
полного напряжения питания на время передачи сигнала неисправности и получения
команды контроллера. Тем не менее в большинстве практических применений защита
от токовых перегрузок является функцией
драйвера, способного обеспечить быструю
и адекватную реакцию.

Коммутационные перенапряжения

Перенапряжения, образующиеся при коммутации IGBT из-за наличия распределенных
индуктивностей силовых шин, также относятся к «быстрым» перегрузкам. В отличие от них
внешние всплески напряжения, приходящие
со стороны сети, относятся к «медленным»,
их ограничение выполняется с помощью фильтров и полупроводниковых супрессоров.

Снижение уровня коммутационных перенапряжений, возникающих при прерывании
тока КЗ, осуществляется с помощью режима
плавного (SSD, STO) или двухуровневого
отключения. В первом случае ограничение
режимов на уровне, удовлетворяющем требованиям области безопасной работы (SOA),
обеспечивается благодаря снижению скорости
выключения di/dt за счет увеличения номинала резистора затвора RGoff.

Подавление коммутационных всплесков может осуществляться в режиме т. н. активного
ограничения, когда недопустимое повышение
сигнала на коллекторе приводит к отпиранию
IGBT (рис. 7). Подобная схема реализуется с помощью цепочки импульсных стабилитронов,
устанавливаемых между коллектором и затвором транзистора. Суммарное напряжение стабилитронов определяет уровень сигнала, при
котором начинается ограничение. Недостатком
данного метода является то, что вся энергия,
запасенная в паразитных индуктивностях
(LS×I 2 /2), рассеивается в транзисторе, переходящем в линейный режим. Воздействие подобных тепловых ударов приводит к ускоренному
старению материалов модуля и сокращению
его ресурса. Кроме того, режим активного ограничения часто сопровождается высокочастотным дребезгом на затворе.

Более изящным решением, реализованным
в новейшем цифровом драйвере SKYPER 52
производства SEMIKRON, является использование режима «интеллектуального отключения» IntelliOff. Схема управления IntelliOff
позволяет изменять скорость разряда емкостей затвора в процессе выключения IGBT.
Принцип ее работы поясняется графиками,
приведенными на рис. 8.

При поступлении на вход драйвера сигнала
выключения силового транзистора, он формирует на затворе отрицательное напряжение VEoff,
приводящее к активному разряду входной CGE
и обратной емкости CGC. Для ускорения процесса выключения IGBT он начинается при минимальном значении резистора затвора RGoff, ток
затвора IG при этом достигает своего предельного
значения (интервал времени t). После того как
сигнал управления затвором уменьшится до порогового значения, начинается рост напряжения
«коллектор–эмиттер» VCE. Вследствие обратной
связи за счет эффекта Миллера VGE при этом стабилизируется на уровне VGE(pl) до окончания интервала t1. Схема IntelliOff позволяет сократить
длительность «плато Миллера» за счет высокой
скорости разряда Qg.

После того как прекратится компенсирующее действие тока затвора, наведенного через
емкость Миллера, начинается резкий спад тока
коллектора IC, сопровождаемый всплеском напряжения VCE (интервал времени t2). В этот момент схема управления затвором увеличивает
значение RGoff, снижая таким образом скорость
изменения тока di/dt. При правильном выборе
соотношения сопротивлений затвора описанный алгоритм управления IntelliOff обеспечивает быстрое и безопасное запирание IGBT при
минимальном уровне динамических потерь
и перенапряжения. Новая концепция управления затворами особенно востребована для новых поколений IGBT, отличающихся высокими
скоростями переключения и жесткими требованиями по режимам перегрузки. Переход на тонкопленочные технологии потребовал сокращения нормированного времени КЗ с 10 до 6 мкс,
что связано со сложностью рассеяния большой
энергии, запасаемой в режиме перегрузки в тонкопленочных чипах. Очевидно, что концепция
IntelliOff имеет в этом плане неоспоримые
преимущества, поскольку не создает в режиме
КЗ дополнительных потерь мощности, неизбежных в режиме активного ограничения.

Заключение

Одной из важнейших функций схемы
управления затворами IGBT является безопасное и быстрое отключение силового каскада
в случае токовой перегрузки. Концепция построения «идеальной» схемы защиты зависит от конкретного применения, диапазона
мощности и условий эксплуатации силового
преобразователя. Механизмы возникновения
отказов могут отличаться для различных систем, поэтому они должны быть проанализированы на этапе проектирования с учетом
указанных факторов.

Использование драйвера затворов для постоянной коррекции режимов работы не является
рациональным решением и ведет к снижению
надежности. Функция интеллектуального отключения IntelliOff позволяет решить задачу
ограничения коммутационных выбросов при
отключении тока КЗ и одновременно снизить
энергию потерь выключения. При этом мониторинг напряжения насыщения VCEsat остается
самым надежным способом выявления состояния токовой перегрузки. Этот метод имеет ряд
очевидных преимуществ перед детектированием di/dt, главным из которых является простота адаптации к конкретной схеме применения
и параметрам силового модуля.

Разработчики схем управления изолированными затворами предлагают множество вариантов защиты, отличающихся набором базовых функций, сервисом, возможностями настройки. При использовании простейших
драйверов часть функций защиты приходится
передавать управляющему контроллеру, как
правило, способному реагировать только
на «медленные» аварийные состояния. С другой стороны, применение избыточных систем
защиты зачастую приводит к чрезмерному
усложнению и удорожанию конвертора. Для
поиска оптимального с экономической и технической точки зрения решения разработчик
преобразовательной системы должен понимать механизмы возникновения перегрузок
и оценивать их опасность в зависимости
от конкретных условий работы.

Источник